專利名稱：基于雙svpwm電流型變換器的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)及控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種應(yīng)用在大型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中的電能變換系統(tǒng)及控制方法。
背景技術(shù)：
從技術(shù)上來看，變流器可以分為電壓源型和電流源型兩種類型。在當(dāng)前市場，由 于低成本和模塊化設(shè)計，兩電平電壓源型變換器在風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)應(yīng)用中占主導(dǎo)地位。但是 隨著風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)容量的增加，采用690V兩電平電壓源型變換器系統(tǒng)，將使變換器輸出電 流太大，從而將造成非常昂貴的從發(fā)電機(jī)輪軸到地面的電纜。如果采用升壓和穩(wěn)壓變換后 實現(xiàn)并網(wǎng)發(fā)電，這勢必增加了系統(tǒng)的成本和復(fù)雜性。電流型并網(wǎng)逆變器剛好彌補(bǔ)了電壓型 并網(wǎng)逆變器的不足，具有并網(wǎng)電流不受電網(wǎng)影響，在電網(wǎng)波動或者畸變的情況下也能實現(xiàn) 高質(zhì)量饋電；同時，電流型逆變器不受輸入電壓幅值限制，即使在輸入電壓低于電網(wǎng)峰值電 壓的情況下也能實現(xiàn)并網(wǎng)發(fā)電，拓寬了輸入電壓范圍。此外，由于電流型逆變器中直流大電 感的存在，提供了自動的短路和過流保護(hù)能力；從開關(guān)管方面看，輸出電容限制了 dv/dt的 值，加之具有的過流保護(hù)能力易于改善逆變器的可靠性。目前，電流型變換器主要應(yīng)用在傳 統(tǒng)的電機(jī)傳動系統(tǒng)中。主要采用的控制技術(shù)為梯形波脈寬調(diào)制，特定諧波消除法和空間脈 寬調(diào)制SVPWM方法。其中，采用梯形波脈寬調(diào)制和特定諧波消除法，變換器的輸出諧波主要 有5、7、11、13和17次諧波。這些低次諧波很難被濾波電容和負(fù)載電感徹底消除，會對負(fù)載 的運行造成有害影響，并造成諧波損耗?？臻g脈寬調(diào)制SVPWM方法的主要特點是較快的動 態(tài)響應(yīng)，并且可以利用高頻載波技術(shù)消除輸出電流中的低次諧波。但是空間脈寬調(diào)制SVPWM 方法需要進(jìn)行復(fù)雜的坐標(biāo)變換，其數(shù)字控制系統(tǒng)的實現(xiàn)對數(shù)字微處理器的速度性能要求較 高。而在三相并網(wǎng)永磁直驅(qū)變速風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中，控制器需要同時控制電機(jī)側(cè)輸出整流和 并網(wǎng)側(cè)逆變同步，即同時需要兩路空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號，因此，如果采用 單顆數(shù)字信號處理器DSP來實現(xiàn)控制器則難度很大。此外，盡管目前市場上數(shù)字信號處理 器DSP具有空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號的功能。但是，這些空間矢量脈寬調(diào)制 SVPWM控制脈沖信號的邏輯主要針對電壓型變換器的，如為防止同一橋臂開關(guān)管直通而設(shè) 置的死區(qū)控制。而對電流型變換器而言，由于其控制邏輯與電壓型不同，如，零矢量的控制 是靠同一橋臂開關(guān)管直通來實現(xiàn)的，因而針對電壓型變換器的空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控 制脈沖信號不能直接用于電流型變換器的主電路開關(guān)管的邏輯控制。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是為避免上述現(xiàn)有技術(shù)所存在的不足之處，提供一種基于雙SVPWM電流型 變換器的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)控制方法及實現(xiàn)方案，以期采用單顆數(shù)字信號處理器DSP同時 實現(xiàn)永磁同步發(fā)電機(jī)的變速控制和電網(wǎng)側(cè)的同步并網(wǎng)控制。本發(fā)明解決技術(shù)問題采用如下技術(shù)方案本發(fā)明基于雙SVPWM電流型變換器的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)特點是
設(shè)置永磁同步發(fā)電機(jī)Ml與風(fēng)力機(jī)M2同軸相連，在所述永磁同步發(fā)電機(jī)Ml的定子 交流電流信號輸出端串聯(lián)由全控型功率開關(guān)管T11-T16和快恢復(fù)功率二極管D11-D16組成 的三相電流型全控整流器、直流電感Ldc，以及由全控型功率開關(guān)管T21-T26和快恢復(fù)功率 二極管D21-D26組成的三相電流型并網(wǎng)逆變器；以所述功率二極管D11-D16和功率二極管 D21-D26分別使對應(yīng)設(shè)置的全控型功率開關(guān)管T11-T16及全控型功率開關(guān)管T21-T26可反 向阻斷；所述三相電流型可控整流器中輸出的直流電流Id。經(jīng)直流電感Ldc作為后續(xù)三相電 流型并網(wǎng)逆變器輸入信號，所述三相電流型并網(wǎng)逆變器輸出信號iku、、和ikw經(jīng)三相濾波 器CL濾波后，以三相正弦波電流饋送至交流電網(wǎng)；所述構(gòu)成三相電流型全控整流器和三相電流型全控逆變器的全控型功率開關(guān)管 T11-T16和全控型功率開關(guān)管T21-T26為全控器件，分別以PWMl 1-PWM16和PWM21-PWM26空 間矢量脈寬調(diào)制信號SVPWM進(jìn)行控制；設(shè)置由數(shù)字信號處理器DSP和現(xiàn)場可編程門陣列FPGA構(gòu)成的控制器，所述永磁同 步發(fā)電機(jī)Ml輸出的電流信號ia、ib和i。、電壓信號va，vb和v。，所述電流型全控整流器輸出 的直流電流信號Id。，所述電流型全控逆變電路輸出的并網(wǎng)電流信號iu，iv* iw，所述電流型 全控逆變電路輸出的電壓信號 、和Vw、電網(wǎng)電壓信號％， 和 分別經(jīng)采樣電路接入所 述控制器中數(shù)字信號處理器DSP的采樣信號輸入端，由所述控制器根據(jù)采樣信號動態(tài)生成 分別用于控制全控型功率開關(guān)管T11-T16和T21-T26通斷的實時空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM 控制脈沖信號 PWM11-PWM16 和 PWM21-PWM26。本發(fā)明基于雙SVPWM電流型變換器的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的控制方法的特點是設(shè) 置所述空間電壓矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號的調(diào)制方法為a、由所述數(shù)字信號處理器DSP根據(jù)Park坐標(biāo)變換，將永磁同步發(fā)電機(jī)Ml的三相 輸出電流實時采樣信號ia、ib和i。進(jìn)行同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，分別得到dq兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下 的直軸電流igd和交軸電流，所述直軸電流igd和交軸電流分別與給定值比較，對應(yīng) 誤差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)輸出，得到所述永磁同步發(fā)電機(jī)Ml下一載波周期需要輸出的直軸 電流分量參考值igdMf和交軸電流分量的參考值；依據(jù)所述直軸電流分量參考值igdref 和交軸電流分量的參考值生成控制所述三相電流型全控整流器中全控型功率開關(guān)管 T11-T16的空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號的時間參數(shù)T1(1、T11, T12和三相電流型全 控整流器輸出電流參考矢量所在的扇區(qū)號Ni，所述時間參數(shù)Tltl, T11, T12和扇區(qū)號m送至 所述PFGA中對應(yīng)I/O 口，所述PFGA根據(jù)接收到的時間參數(shù)Tltl，T11和T12和扇區(qū)號附設(shè)置 PFGA內(nèi)部計數(shù)器計數(shù)產(chǎn)生三角波載波信號，每個時鐘周期計數(shù)器在加1或減1之后與時間 參數(shù)Tltl, T11和T12相比較，當(dāng)計數(shù)器值分別與時間參數(shù)Tltl, T11和T12相等時，現(xiàn)場可編程門 陣列FPGA則按設(shè)定的波形發(fā)波，輸出六路分別控制所述三相電流型全控整流器中全控型 功率開關(guān)管T11-T16的空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號PWM11-PWM16 ；b、所述數(shù)字信號處理器DSP根據(jù)Park坐標(biāo)變換將所述電流型全控逆變電路輸出 并網(wǎng)電流采樣信號iu，‘和iw進(jìn)行同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換分別得到dq兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的直軸 電流id和交軸電流、；所述直軸電流id和交軸電流、分別與給定值比較，對應(yīng)誤差經(jīng)PI 調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)，得到所述電流型全控逆變電路下一載波周期需要輸出的直軸電流參考值idref 和交軸電流的參考值；以所述直軸電流參考值idref和交軸電流參考值參考值根據(jù) 電流型空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM的方法，生成控制所述三相電流型全控逆變器中全控型功
5率開關(guān)管T21-T26的空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號的時間參數(shù)T2(1、T21、T22和逆變 器輸出電流參考電流矢量所在的扇區(qū)號Ν2，所述時間參數(shù)Τ2(Ι、Τ21、Τ22和扇區(qū)號Ν2送至所述 PFGA對應(yīng)I/O 口，所述PFGA根據(jù)接收到的時間參數(shù)T2(1、T21, T22和扇區(qū)號Ν2，設(shè)置PFGA內(nèi) 部計數(shù)器計數(shù)產(chǎn)生三角波載波信號，每個時鐘周期計數(shù)器在加1或減1之后，與Τ2(Ι、Τ21、Τ22 相比較，當(dāng)計數(shù)器值分別與T2(l、T21, T22相等時，現(xiàn)場可編程門陣列FPGA按設(shè)定的波形進(jìn)行 發(fā)波，輸出六路分別控制所述三相電流型全控逆變器中全控型功率開關(guān)管Τ21-Τ26的空間 矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號PWM21-PWM26。與已有基于永磁同步發(fā)電機(jī)的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)相比，本發(fā)明的有益效果體現(xiàn) 在1、本發(fā)明采用了全控功率開關(guān)管Τ11-Τ16和快速二極管D11-D16構(gòu)成三相電流型 全控整流橋作為永磁同步發(fā)電機(jī)Ml輸出整流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。由于所采用的器件為全控型器件， 永磁同步發(fā)電機(jī)Ml的輸出功率(有功或無功功率)的控制可以采用更加靈活的控制策略 和先進(jìn)的永磁同步發(fā)電機(jī)Ml的控制方法，如轉(zhuǎn)子磁場定向控制方法。這樣理論上永磁同步 發(fā)電機(jī)的輸出功率因素可以控制為1，與傳統(tǒng)不可控整流拓?fù)湎啾龋梢杂行У靥岣唢L(fēng)力發(fā) 電機(jī)的運行效率。2、本發(fā)明可采用全控電力電子開關(guān)Τ21-Τ26和快速二極管D21-D26組成電流型全 控逆變電路。全控電力電子開關(guān)可以是電力電子器件絕緣柵雙極性晶體管IGBT或?qū)ΨQ門 極換流晶閘管IGCT，由于絕緣柵雙極性晶體管IGBT或?qū)ΨQ門極換流晶閘管SGCT比普通開 關(guān)器件GTO高，這樣電流型全控逆變電路的工作頻率可以遠(yuǎn)離輸出濾波電路的諧振頻率， 從而便利輸出濾波參數(shù)的優(yōu)化選擇。同時，由于電力電子開關(guān)器件緣柵雙極性晶體管IGBT 的工作頻率高，串聯(lián)在直流環(huán)節(jié)的直流電感Ldc的設(shè)計值也可以大大下降，從而可以降低 系統(tǒng)成本。3、本發(fā)明中三相電流型全控逆變器的并網(wǎng)控制采用dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下電網(wǎng)電壓矢量 定向控制，即電網(wǎng)電壓矢量作為q軸定向矢量來控制并網(wǎng)電流的有功電流分量Id，超前電 網(wǎng)電壓矢量90°方向上的q軸作為無功的方向來控制并網(wǎng)電流的無功電流分量Iq。電網(wǎng) 電壓的矢量角θ s通過軟件鎖相PLL獲得。三相電流型全控逆變器的并網(wǎng)電流通過旋轉(zhuǎn)變 換分解到dq軸上，分別與設(shè)定值相比較，得到的偏差經(jīng)PI調(diào)解形成輸出電流的指令值，送 至空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM環(huán)節(jié)控制三相電流型全控逆變器開關(guān)管的通斷，從而實現(xiàn)并網(wǎng) 電流有功、無功的解耦控制和無靜差調(diào)節(jié)。4、本發(fā)明基于Park變換理論、數(shù)字信號處理器DSP的快速計算功能和現(xiàn)場可編程 門陣列FPGA的可重構(gòu)邏輯功能動態(tài)生成空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號，從而可以 通過單顆數(shù)字信號處理器DSP和單顆現(xiàn)場可編程門陣列FPGA就可以實現(xiàn)所述直驅(qū)風(fēng)力發(fā) 電系統(tǒng)永磁同步發(fā)電機(jī)有功/無功功率輸出控制和并網(wǎng)同步控制，從而降低系統(tǒng)控制器成 本。
圖1為本發(fā)明電路原理圖；圖2(a)為本發(fā)明中永磁同步發(fā)電機(jī)Ml的輸出電流；圖2(b)為本發(fā)明中三相全控 整流器輸出直流側(cè)電流；圖2 (c)為本發(fā)明中電流型逆變器輸出u相并網(wǎng)電流iu和電網(wǎng)u相電壓eu ；圖3為本發(fā)明中三相全控電流型變換器開關(guān)矢量11-19 ；圖4(a)為本發(fā)明中三相全控電流型逆變器基于電網(wǎng)電壓定向控制單位功率因素 下的輸出電流、輸出濾波電容和并網(wǎng)電流的矢量圖；圖4(b)為本發(fā)明中三相全控電流型逆 變器基于電網(wǎng)電壓定向控制的控制框圖；圖5(a)本發(fā)明中現(xiàn)場可編程門陣列FPGA產(chǎn)生空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖 信號的原理；圖5(b)為本發(fā)明中第一扇區(qū)六個開關(guān)管T11-T16的開關(guān)狀態(tài)；圖6(a)為本發(fā)明中載波頻率為600Hz時，電流型逆變控制器u相橋臂的開關(guān)管 Til, T14在六個扇區(qū)的門極控制脈沖波形以及u相輸出電流iku的波型；圖6(b)為本發(fā)明 中載波頻率為5kHZ時電流型逆變器輸出三相并網(wǎng)電流動態(tài)變化過程；圖6(c)為本發(fā)明中 載波頻率為5kHZ，給定電流有功id、無功ia分量動態(tài)變化；圖7(a)為本發(fā)明中永磁同步發(fā)電機(jī)Ml基于轉(zhuǎn)子磁場定向控制矢量圖；圖7(b)為 本發(fā)明中永磁同步發(fā)電機(jī)Ml基于轉(zhuǎn)子磁場定向控制框圖；圖8 (a)為本發(fā)明中額定功率運行情況下永磁同步發(fā)電機(jī)Ml輸出三相電流，其THD 值分別為0. 6%、0. 72%和0. 5%;圖8(b)為本發(fā)明中對應(yīng)的永磁同步發(fā)電機(jī)Ml輸出三相 交流電流的直軸電流分量igd和交軸分量電流，此時，直軸電流分量值igd為零，交軸分量 電流值igi為額定值；圖8(c)為本發(fā)明中對應(yīng)三相全控整流器輸出的直流電流。
具體實施例方式如圖1所示，設(shè)置永磁同步發(fā)電機(jī)Ml與風(fēng)力機(jī)M2同軸相連，構(gòu)成直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電 系統(tǒng)。當(dāng)風(fēng)速達(dá)到系統(tǒng)切入風(fēng)速時，在風(fēng)力機(jī)M2的驅(qū)動下永磁同步發(fā)電機(jī)輸出交流電流 ia，ib和i。，如圖2(a)所示。永磁同步發(fā)電機(jī)Ml的定子交流電流信號輸出端串聯(lián)由絕緣 柵功率開關(guān)管IGBT T11-T16和快恢復(fù)功率二極管D11-D16組成的三相電流型全控整流器 進(jìn)行整流，得到直流電流Id。，如圖2(b)所示；直流電源串聯(lián)于由全控型絕緣柵功率開關(guān)管 IGBT T21-T26和快恢復(fù)功率二極管D21-D26組成的三相電流型并網(wǎng)逆變器；直流電感Ldc 的作用是為了減少直流電流Id。的波動，從而減少三相電流型并網(wǎng)逆變器的諧波電流。以 功率二極管D11-D16和功率二極管D21-D26分別使對應(yīng)設(shè)置的全控型絕緣柵功率開關(guān)管 IGBTTl 1-T16及和T21-T26可反向阻斷；三相電流型可控整流器中輸出的直流電流Ide經(jīng)直 流電感Ldc作為后續(xù)三相電流型并網(wǎng)逆變器輸入信號，三相電流型并網(wǎng)逆變器輸出電流經(jīng) 三相濾波器CL濾波后，以單位功率因素的三相正弦波電流饋送至交流電網(wǎng)，如圖2(c)所
7J\ ο圖1所示的三相電流型全控整流器和三相電流型并網(wǎng)逆變器中的絕緣柵功率開 關(guān)管IGBT T11-T16和T21-T26采用電流型空間矢量SVPWM方法進(jìn)行控制，以三相電流型并 網(wǎng)逆變器控制具體說明如下1、三相電流型并網(wǎng)逆變器三個橋臂的全控型絕緣柵功率開關(guān)管IGBT開關(guān)狀態(tài)共 有9種組合，對應(yīng)每種組合電流型并網(wǎng)逆變器輸出電流對應(yīng)一個開關(guān)矢量，共有9個開關(guān)矢 量Il 19，其中Il 16為有效矢量，其模值為2Id。/Sqrt(3)，17 19為零矢量，其模為 零。這樣9個矢量就可以將平面分成六個扇區(qū)，如圖3所示。2、三相電流型空間電流矢量調(diào)制SVPWM方法就是利用三相電流型的9個開關(guān)矢量進(jìn)行相應(yīng)的矢量合成，使合成的矢量等于指令電流矢量Γ，如當(dāng)指令電流矢量處于第ι扇區(qū) 時，即可以由電流矢量Il和16進(jìn)行合成。若指令電流矢量為三相對稱正弦電流，則對應(yīng)的 指令電流矢量運動軌跡必為圓形軌跡，在一定的開關(guān)頻率條件下，合成電流矢量的運動軌 跡為多邊形準(zhǔn)圓軌跡。當(dāng)開關(guān)頻率越高，實際電流就越逼近指令電流。3、數(shù)字信號處理器DSP對三相電流型并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流iu，‘和、進(jìn)行采樣；4、根據(jù)Park變換理論，數(shù)字信號處理器DSP將所采樣的并網(wǎng)電流iu，iv和iw變換 成同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)下的直軸分量id和交軸分量iq，采用電網(wǎng)電壓矢量定向控制，即電網(wǎng)電 壓矢量作為定向矢量來控制有功電流Id，超前電網(wǎng)電壓矢量90°的方向作為無功的方向來 控制無功電流Iq ；在電網(wǎng)電壓矢量定向控制方法中，同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)軸d軸的位置始終與 定子電壓空間矢量Vs重合，電網(wǎng)電壓的空間矢量矢量角θ s通過鎖相PLL獲得；如圖4(a) 所示；其中β表示兩相靜止坐標(biāo)系；dq表示兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系；9s表示d軸與α軸之間 的夾角，當(dāng)電壓空間矢量Vs指定到d軸時，也是電壓空間矢量Vs與靜止坐標(biāo)系α軸之間的 夾角；θψ表示逆變器輸出電流矢量與d軸之間的夾角；ω3表示電壓空間矢量的旋轉(zhuǎn)速度； id和、分別表示流入電網(wǎng)中的電流矢量的dq軸分量；ig㈩。表示流經(jīng)濾波電容的電流矢量； ik表示逆變器輸出電流矢量；分別表示濾波電容和電感上的電壓矢量；將、和
分別與其給定值i/和比較，得到的偏差經(jīng)PI調(diào)解形成電流型逆變器輸出電流的指令 值idMf和i_f，控制框圖如圖4(b)所示；其中，Id。為三相全控整流器輸出的直流電流；abc/ dq表示a、b、c三相坐標(biāo)到d、q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換；dq/α β表示從dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)到靜止α β坐 標(biāo)變換；PLL為鎖相環(huán)節(jié)；C compensation為電容電流補(bǔ)償環(huán)節(jié)；arctan (i/id)表示求反正 切；5、根據(jù)上述指令值idref和，數(shù)字信號處理器DSP計算出電流型逆變器下一 個載波周期將要輸出電流矢量所在的扇區(qū)號W以及合成這個電流矢量所需要的控制時間 TiqJ11和T12，同時數(shù)字信號處理器DSP根據(jù)鎖相的結(jié)果將所計算的時間Tltl、！^11和T12經(jīng)I/ 0 口送至現(xiàn)場可編程門陣列FPGA ；現(xiàn)場可編程門陣列FPGA根據(jù)所接受的數(shù)據(jù)附以及TltlJ11和T12，設(shè)置計數(shù)器計數(shù) 產(chǎn)生三角波，每個時鐘周期計數(shù)器加1或減1并與T1(l、T11, T12相比較，當(dāng)發(fā)生比較匹配時， 即計數(shù)器的值與Τ1(ι、τη、τ12分別相等時，即按預(yù)先設(shè)定的波形進(jìn)行發(fā)波，例如，當(dāng)m等于1， 即電流矢量在第一扇區(qū)時，現(xiàn)場可編程門陣列FPGA產(chǎn)生T21-T26每個開關(guān)管所需要的實時 控制脈沖信號PWM11-PWM16，據(jù)此則可以得到在第一扇區(qū)時，一個三角載波周期八內(nèi)U，V，W 三個橋臂上綜合的控制信號，如圖5(a)所示，圖中U、V、W表示對應(yīng)電流型逆變器三相橋的 三個橋臂，Tltl，T11和T21為矢量零，矢量11和矢量16的作用時間；“1”表示上橋臂全控型絕 緣柵功率開關(guān)管IGBT導(dǎo)通，“_1”表示下橋臂全控型絕緣柵功率開關(guān)管IGBT導(dǎo)通，“0”表示 同一橋臂上沒有功率開關(guān)管導(dǎo)通；圖5(b)為對應(yīng)的電流型逆變器六個電力電子開關(guān)T11、 T12、T13、T14、T15、T16的開關(guān)狀態(tài)，其中，“ 1”表示開通狀態(tài)，“0”表示斷開狀態(tài)；當(dāng)電流型 逆變器輸出電流變化一個周期時，輸出電流矢量將遍歷6個扇區(qū)，現(xiàn)場可編程門陣列FPGA 所產(chǎn)生的空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號序列，以U相為例，如圖6 (a)所示，其中圖 最上方的VI、I、II、III、IV、V表示扇區(qū)號，為了清楚示意波形的構(gòu)成，其中的開關(guān)頻率設(shè)為 600Hz ；圖6(b)為對應(yīng)電流型逆變器輸出三相并網(wǎng)電流動態(tài)變化過程。圖6(c)為載波頻率 為5kHZ時，電流型逆變器輸出三相并網(wǎng)電流對應(yīng)dq坐標(biāo)下交軸電流和直軸電流id動態(tài)變化過程。永磁同步發(fā)電機(jī)的控制同樣采用空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM方法。具體實施方法如 下三相交流電流采樣信號ia、ib、i。和三相輸出交流電壓采樣信號va、vb, Vc分別經(jīng) 采樣電路接入所述數(shù)字信號處理器DSP控制器的采樣信號輸入端，由數(shù)字信號處理器DSP 控制器根據(jù)轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制算法動態(tài)計算生成空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖 信號的三個電流矢量作用時間參數(shù)T1(l、Tn、T12和永磁同步發(fā)電機(jī)輸出電流下一控制周期中 輸出電流的空間矢量所在的扇區(qū)號Ν2并傳給現(xiàn)場可編程門陣列FPGA，現(xiàn)場可編程門陣列 FPGA根據(jù)上述時間參數(shù)T2(1、UP T22和扇區(qū)號隊動態(tài)生成用于控制電力電子開關(guān)Τ11-Τ16 通斷的實時空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號，從而動態(tài)控制永磁同步發(fā)電機(jī)輸出電 流的有功和無功分量。具體實施步驟如下1、數(shù)字信號處理器DSP對三相永磁同步發(fā)電機(jī)Ml輸出電流ia、ib和i。和三相輸 出交流電壓va、Vb和V。進(jìn)行采樣；2、根據(jù)Park變換理論，利用數(shù)字信號處理器DSP計算功能將采樣電流ia，ib和 變換成同步旋轉(zhuǎn)d_q坐標(biāo)下的直軸分量igd和交軸分量；3、采用轉(zhuǎn)子磁場定向控制方法，即轉(zhuǎn)子磁場矢量作為定向矢量來控制有功電流 igd，超前轉(zhuǎn)子磁場矢量90°的方向作為無功的方向來控制無功電流igi ；在轉(zhuǎn)子磁場矢量 定向控制方法中，同步旋轉(zhuǎn)d_q坐標(biāo)軸d軸的位置始終與轉(zhuǎn)子磁場矢量Ψ^重合，并以與轉(zhuǎn) 子速度相同的轉(zhuǎn)速旋轉(zhuǎn)，如圖7(a)所示，其任意時刻的角度θ ^可以通過增量式編碼器獲 得或者通過永磁同步發(fā)電機(jī)Ml無速度傳感器控制算法獲得；其中α β表示兩相靜止坐標(biāo) 系；dq表示兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系；θ sgs表示d軸與α軸之間的夾角，當(dāng)轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶恐付ǖ絛 軸時，也是轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶颗c靜止坐標(biāo)系α軸之間的夾角；Qsgw表示整流器輸入電流矢量與 d軸之間的夾角表示定子頻率；igd、iM分別表示永磁同步發(fā)電機(jī)輸出電流矢量的dq軸 分量；ig。、igcd和ig。q分別表示表示流經(jīng)濾波電容的電流矢量及在dq軸上的分量；Igw表示 整流器輸入電流矢量；Vg定子電壓矢量；Vta表示永磁同步發(fā)電機(jī)同步電感電壓降；4、將igd和分別與其給定值和ig(；比較，得到的偏差經(jīng)PI調(diào)節(jié)形成電流型 逆變器輸出電流的指令值igd,ef和ig(ffef，控制框圖如圖7(b)所示，其中，abc/dq表示abc到 dq變換；dq/α β表示dq坐標(biāo)到α β坐標(biāo)變換；PLL為鎖相環(huán)節(jié)；C compensation表示電 容電流補(bǔ)償；arctanG/id)為求反正切；5、根據(jù)上述指令值igd,ef和，數(shù)字信號處理器DSP計算出電流型逆變器下一個 載波周期將要輸出電流矢量所在的扇區(qū)號N2以及合成這個電流矢量所需要的控制時間參 數(shù)T2Q、T21和T22并送至現(xiàn)場可編程門陣列FPGA ；6、現(xiàn)場可編程門陣列FPGA根據(jù)所接受的數(shù)據(jù)N2以及T2(I、T21和T22，設(shè)置計 數(shù) 器計數(shù)產(chǎn)生三角波，每個時鐘周期計數(shù)器加1或減1，并與Τ2(Ι、Τ21和T22相比較，當(dāng)發(fā)生比較 匹配時，即時鐘周期計數(shù)器的值分別等于Τ2(Ι、Τ21和T22的值時，現(xiàn)場可編程門陣列FPGA產(chǎn)生 空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號序列PWM11-PWM16，在所述空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM 控制脈沖信號序列PWMl 1-PWM16控制下，三相電流型整流器將永磁同步發(fā)電機(jī)Ml發(fā)出的三 相交流電流，如圖8(a)所示，整流成直流電流Id。，如圖8(b)所示；圖8(c)所示為對應(yīng)的直 軸電流igd和交軸電流igi的對應(yīng)變化情況；進(jìn)一步測試表明，永磁同步發(fā)電機(jī)Ml的輸出電，ib和i。的THD分別為0. 6%、0. 72%和0. 5%。，與不可控整流電路相比，其值大幅減
權(quán)利要求
基于雙SVPWM電流型變換器的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，其特征是設(shè)置永磁同步發(fā)電機(jī)M1與風(fēng)力機(jī)M2同軸相連，在所述永磁同步發(fā)電機(jī)M1的定子交流電流信號輸出端串聯(lián)由全控型功率開關(guān)管T11 T16和快恢復(fù)功率二極管D11 D16組成的三相電流型全控整流器、直流電感Ldc，以及由全控型功率開關(guān)管T21 T26和快恢復(fù)功率二極管D21 D26組成的三相電流型并網(wǎng)逆變器；以所述功率二極管D11 D16和功率二極管D21 D26分別使對應(yīng)設(shè)置的全控型功率開關(guān)管T11 T16及全控型功率開關(guān)管T21 T26可反向阻斷；所述三相電流型可控整流器中輸出的直流電流Idc經(jīng)直流電感Ldc作為后續(xù)三相電流型并網(wǎng)逆變器輸入信號，所述三相電流型并網(wǎng)逆變器輸出信號iku、ikv和ikw經(jīng)三相濾波器CL濾波后，以三相正弦波電流饋送至交流電網(wǎng)；所述構(gòu)成三相電流型全控整流器和三相電流型全控逆變器的全控型功率開關(guān)管T11 T16和全控型功率開關(guān)管T21 T26為全控器件，分別以PWM11 PWM16和PWM21 PWM26空間矢量脈寬調(diào)制信號SVPWM進(jìn)行控制；設(shè)置由數(shù)字信號處理器DSP和現(xiàn)場可編程門陣列FPGA構(gòu)成的控制器，所述永磁同步發(fā)電機(jī)M1輸出的電流信號ia、ib和ic、電壓信號va，vb和vc，所述電流型全控整流器輸出的直流電流信號Idc，所述電流型全控逆變電路輸出的并網(wǎng)電流信號iu，iv和iw，所述電流型全控逆變電路輸出的電壓信號vu，vv和vw、電網(wǎng)電壓信號eu，ev和ew分別經(jīng)采樣電路接入所述控制器中數(shù)字信號處理器DSP的采樣信號輸入端，由所述控制器根據(jù)采樣信號動態(tài)生成分別用于控制全控型功率開關(guān)管T11 T16和T21 T26通斷的實時空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號PWM11 PWM16和PWM21 PWM26。
2.—種權(quán)利要求1所述基于雙SVPWM電流型變換器的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的控制方法， 其特征是設(shè)置所述空間電壓矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號的調(diào)制方法為a、由所述數(shù)字信號處理器DSP根據(jù)Park坐標(biāo)變換，將永磁同步發(fā)電機(jī)Ml的三相輸出 電流實時采樣信號、、、和i。進(jìn)行同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，分別得到dq兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的直軸 電流igd和交軸電流igi，所述直軸電流igd和交軸電流igi分別與給定值比較，對應(yīng)誤差經(jīng) PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)輸出，得到所述永磁同步發(fā)電機(jī)Ml下一載波周期需要輸出的直軸電流分量 參考值igdMf和交軸電流分量的參考值；依據(jù)所述直軸電流分量參考值igdMf和交軸電 流分量的參考值生成控制所述三相電流型全控整流器中全控型功率開關(guān)管T11-T16 的空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號的時間參數(shù)T1(l、Tn、T12和三相電流型全控整流器 輸出電流參考矢量所在的扇區(qū)號Ni，所述時間參數(shù)Tltl, T11, T12和扇區(qū)號m送至所述PFGA 中對應(yīng)I/O 口，所述PFGA根據(jù)接收到的時間參數(shù)Tltl，T11和T12和扇區(qū)號m設(shè)置PFGA內(nèi)部 計數(shù)器計數(shù)產(chǎn)生三角波載波信號，每個時鐘周期計數(shù)器在加1或減1之后與時間參數(shù)Tltl, T11和T12相比較，當(dāng)計數(shù)器值分別與時間參數(shù)TltlJ11和T12相等時，現(xiàn)場可編程門陣列FPGA 則按設(shè)定的波形發(fā)波，輸出六路分別控制所述三相電流型全控整流器中全控型功率開關(guān)管 T11-T16的空間矢量脈寬調(diào)制SVP麗控制脈沖信號P麗Il-P麗16 ；b、所述數(shù)字信號處理器DSP根據(jù)Park坐標(biāo)變換將所述電流型全控逆變電路輸出并網(wǎng) 電流采樣信號iu，‘和iw進(jìn)行同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換分別得到dq兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的直軸電流 id和交軸電流、；所述直軸電流id和交軸電流、分別與給定值比較，對應(yīng)誤差經(jīng)PI調(diào)節(jié) 器調(diào)節(jié)，得到所述電流型全控逆變電路下一載波周期需要輸出的直軸電流參考值idref和交 軸電流的參考值；以所述直軸電流參考值idMf和交軸電流參考值參考值根據(jù)電流型空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM的方法，生成控制所述三相電流型全控逆變器中全控型功率開 關(guān)管T21-T26的空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號的時間參數(shù)T2(l、T21, T22和逆變器 輸出電流參考電流矢量所在的扇區(qū)號Ν2，所述時間參數(shù)T2Q、T21, T22和扇區(qū)號N2送至所述 PFGA對應(yīng)I/O 口，所述PFGA根據(jù)接收到的時間參數(shù)T2(1、T21, T22和扇區(qū)號Ν2，設(shè)置PFGA內(nèi) 部計數(shù)器計數(shù)產(chǎn)生三角波載波信號，每個時鐘周期計數(shù)器在加1或減1之后，與Τ2(Ι、Τ21、Τ22 相比較，當(dāng)計數(shù)器值分別與T2(l、T21, T22相等時，現(xiàn)場可編程門陣列FPGA按設(shè)定的波形進(jìn)行 發(fā)波，輸出六路分別控制所述三相電流型全控逆變器中全控型功率開關(guān)管Τ21-Τ26的空間 矢量脈寬調(diào)制SVPWM控制脈沖信號PWM21-PWM26。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種基于雙SVPWM電流型變換器的直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)及控制方法，其特征是設(shè)置永磁同步發(fā)電機(jī)M1與風(fēng)力機(jī)M2同軸相連，在永磁同步發(fā)電機(jī)M1的定子交流電流信號輸出端串聯(lián)三相電流型全控整流器、直流電感和三相電流型并網(wǎng)逆變器；構(gòu)成三相電流型全控整流器和三相電流型全控逆變器的全控型功率開關(guān)管為全控器件，分別以PWM11-PWM16和PWM21-PWM26空間矢量脈寬調(diào)制信號SVPWM進(jìn)行控制。本發(fā)明同時實現(xiàn)永磁同步發(fā)電機(jī)的變速控制和電網(wǎng)側(cè)的同步并網(wǎng)控制。
文檔編號H02P21/06GK101982918SQ20101029523
公開日2011年3月2日 申請日期2010年9月25日 優(yōu)先權(quán)日2010年9月25日
發(fā)明者丁明, 張健, 張國榮, 杜燕, 汪海寧, 蘇建徽, 茆美琴 申請人:合肥工業(yè)大學(xué)