信息處理設備、接收方法和無線通信系統(tǒng)的制作方法

專利名稱：信息處理設備、接收方法和無線通信系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及信息處理設備、接收方法和無線通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
非接觸通信是這樣的無線技術(shù)，其在從零到幾厘米范圍的距離上執(zhí)行數(shù)據(jù)傳輸， 并且例如用在從非接觸IC卡和讀取器/寫入器配置的RFID系統(tǒng)中。該通信根據(jù)通信方向可以分為兩個類型，從讀取器/寫入器到卡的通信以及從卡到讀取器/寫入器的通信。在本說明書中，前者稱為下行鏈路，而后者稱為上行鏈路。在兩個通信方向中，讀取器/寫入器恒定地生成載波頻率，并且卡基于它從載波頻率獲得的電功率執(zhí)行傳輸處理和接收處理。非接觸通信方法包括靜電耦合方法、電磁感應方法、無線電通信方法等。這些方法中，電磁感應方法通過讀取器/寫入器中的初級線圈和卡中的次級線圈之間的電磁耦合 (也就是說，兩個線圈操作為LC諧振電路)執(zhí)行數(shù)據(jù)通信。讀取器/寫入器通過執(zhí)行由初級線圈生成的磁場(即，載波)的幅度調(diào)制，執(zhí)行下行鏈路數(shù)據(jù)傳輸，并且由卡檢測到該載波。相反，負載調(diào)制用于上行鏈路，并且基于卡中的傳輸信息切換次級線圈的負載電阻。在讀取器/寫入器中，電磁耦合的輸入阻抗隨著電磁耦合的次級線圈的負載變化而變化，導致載波頻率的輸出電平變化。因此，通過觀察輸出電平的改變，可以由卡讀取傳輸信息。例如，在2003年12月成為國際標準的IS0/IEC IS 18092 (NFC IP-1)是管理讀取器/寫入器的規(guī)范的非接觸通信標準。該標準是最初用于變得廣泛用作非接觸IC卡的 Sony Felica (注冊商標)和Wiilips Mifare的標準的繼任者。在!^elica格式中，使用曼徹斯特編碼，并且下行鏈路和上行鏈路都使用相同的分組結(jié)構(gòu)。在圖17中示出用于!^elica 格式的分組結(jié)構(gòu)。所示的分組以三個部分配置前同步碼、同步和數(shù)據(jù)。前同步碼是6字節(jié)長的0的序列，并且同步是已知的2字節(jié)序列“0xB24D”。數(shù)據(jù)部分包括指示分組長度的1 字節(jié)LEN，以等于(LEN-I)的字節(jié)數(shù)的數(shù)據(jù)本征(data proper)(有效載荷)、以及2字節(jié)循環(huán)冗余校驗(CRC)碼。三個部分全部用曼徹斯特編碼。在此情況下，例如，曼徹斯特編碼在傳輸二進制“0”時的位時段中間從低電平改變?yōu)楦唠娖?輸入“0”變?yōu)椤?1”)，并且相反地，在傳輸二進制“1”時的位時段中間從高電平改變?yōu)榈碗娖?輸入“1”變?yōu)椤?0”)。換句話說，它是這樣的編碼格式，其將單個位時段分為前單元和后單元，當前單元處于低電平并且后單元處于高電平時表示邏輯值“0”，并且當前單元處于高電平并且后單元處于低電平時表示邏輯值“ 1 ”。也可以說在通信速率通過使帶寬加倍而減半的情況下，曼徹斯特編碼將單個輸入位轉(zhuǎn)換為兩個位(或者以兩個脈沖 (2T)傳輸單個位)，但是從傳輸信號中消除了直流分量。前同步碼中6字節(jié)的0曼徹斯特編碼的。因此，“01”在連續(xù)波形中傳輸48次。同步部分中的“OxBMD”也是曼徹斯特編碼的。在數(shù)據(jù)部分中，傳輸?shù)男畔?、長度信息(LEN) 和CRC被曼徹斯特編碼為一組。在分組識別側(cè)，基于作為連續(xù)波形的前同步碼部分，提取時鐘(采樣時序)。在本說明書中，該操作稱為時序同步。接下來，檢測其模式是曼徹斯特編碼的“OxBMD”的同步部分，并且推斷它之后的數(shù)據(jù)部分的起始位置。在本說明書中，該操作稱為幀同步。接下來， 基于該起始位置解碼數(shù)據(jù)部分。對于將曼徹斯特碼解碼為不歸零(NRZ)碼的接收電路已經(jīng)進行多種提議(例如， 參照日本專利申請公開No. JP-A-11-146022、日本專利申請公開No. JP-A-11-251916、以及日本專利申請公開No. JP-A-2005-160042)。順便提及，為！^elica格式規(guī)定的通信速率都是2121ibps的倍數(shù)，如4Mlibps、 848kbpsU. 7Mbps,3. 4Mbps等。隨著通信速率增加，傳輸信號的頻帶寬與通信速率成比例地變寬。隨著信號的頻帶寬變寬，傳輸路徑、傳輸RF模擬電路以及接收RF模擬電路的頻率特性的影響增加。通常，隨著頻率變得更高，頻率特性衰減更多。相位特性也隨著頻率變得更高而變得更不規(guī)則。這意味著接收的波形隨著用于信號的通信速率增加而變得更不規(guī)則。用于補償高速通信等中接收信號的不規(guī)則性的一種方法是自適應均衡處理(例如，參照日本專利申請公開No. JP-A-2004-6468U日本專利申請公開No. JP-A-2008-22422、 以及日本專利申請公開No. JP-A-2008-27270)。自適應均衡電路可以由有限脈沖響應 (FIR)濾波器和學習電路配置。圖18是示意性地示出HR濾波器的配置的說明圖。HR濾波器提供有延遲線，其中多個延遲元件串聯(lián)連接。通過取得數(shù)據(jù)輸入的時間序列(數(shù)據(jù)輸入的數(shù)目等于排列的延遲元件的數(shù)目)，使用乘法器執(zhí)行數(shù)據(jù)輸入與對應于濾波器特性的抽頭系數(shù)的加權(quán)，然后執(zhí)行將輸入數(shù)據(jù)的累積總數(shù)求平均的處理，HR濾波器能夠產(chǎn)生均衡信號。已知的學習信號從傳輸側(cè)傳輸?shù)浇邮諅?cè)。通常，隨機模式用于學習信號。接收側(cè)的學習電路調(diào)整濾波器的抽頭系數(shù)，使得當通過傳輸路徑接收不規(guī)則學習信號時，從FIR濾波器輸出的均衡信號接近希望的信號。在執(zhí)行自適應均衡時，必須傳輸具有用于要學習的HR濾波器的抽頭系數(shù)的足夠長度的隨機模式。同時，為了要從開始解碼分組內(nèi)的數(shù)據(jù)部分，需要^R濾波器的學習在之前級完成。在同步部分和數(shù)據(jù)部分之間插入用于學習的足夠長度的隨機模式的方法、在普通分組之前傳輸用于學習的特殊分組的方法等可構(gòu)思為在數(shù)據(jù)部分到達之前的級完成HR 濾波器的學習的方式。然而，這些方法的實施具有造成可交換性(interchangeability)問題的可能，因為使用的分組格式不同于由NFC IP-I標準規(guī)定的!^elica格式。此外，減少用于傳輸信息的時間，以便花時間傳輸作為已知信號的用于學習的隨機模式，因此導致通信速率下降。因此，已經(jīng)提出了一種用于執(zhí)行自適應均衡的方法，其使用i^elica格式的現(xiàn)有分組格式，以便改進自適應均衡性能。具體地，該方法使用作為已知信號序列的分組的同步部分，用于接收側(cè)的自適應均衡學習。然而，在i^elica格式的分組格式中，在同步部分中曼徹斯特編碼位的數(shù)目最大32位，所以學習周期的數(shù)目實際上不足。對于用于使用!^elica格式的現(xiàn)有分組格式的執(zhí)行自適應均衡的方法，例如已經(jīng)提出了這樣的方法，其以高速執(zhí)行同步部分的前半的學習，并且以低速執(zhí)行同步部分的后半的學習，以便以高速實施具有小的收斂誤差的自適應均衡學習。然而，為了在數(shù)據(jù)部分開始之前產(chǎn)生有利的學習結(jié)果，需要將FIR濾波器抽頭的數(shù)目限制為幾個抽頭。另一方面，如果存在很少HR濾波器抽頭，則難以精確地描述頻率特性，所以問題出現(xiàn)，因為在一些情況下，取決于通過傳輸路徑接收的頻率特性的影響，即使執(zhí)行自適應均衡，也將不實現(xiàn)足夠好的接收特性。例如，在通信速率是3. 4Mbps的情況下，曼徹斯特編碼信道速率是6. 8Mbps,并且用于基帶信號的帶寬是6. 8MHz。此外，曼徹斯特編碼信號中的最短波(IT)是3. 4MHz，并且最長波OT)是1. 7MHz，所以圍繞1. 7MHz的中心分布的信號頻譜是3. 4MHz。在此情況下， 當HR抽頭的抽頭的數(shù)目是5時，可能在6. 8MHz基帶帶寬內(nèi)描述5個頻率位置。然而，在 IT和2T之間僅有一個可以控制的頻率位置。因此，在IT和2T之間的傳輸路徑的頻率特性復雜的情況下，難以描述頻率特性的逆特性(inverse characteristics)，并且難以很好地執(zhí)行均衡。因此，在利用電磁耦合的非接觸通信系統(tǒng)中，為了使得系統(tǒng)與更快的傳輸速率兼容，同時符合i^elica格式，自適應均衡必須用少量HR濾波器抽頭改進更復雜的頻率特性。因此，還提出了這樣方法，其通過計算接收信號的偏差(bias)，執(zhí)行半采樣信號的自適應均衡，以及執(zhí)行二進制確定，在使用相同數(shù)目的HR濾波器抽頭的同時改進接收性能。

發(fā)明內(nèi)容
然而，在計算接收信號的偏差、執(zhí)行半采樣信號的自適應均衡、以及執(zhí)行二進制確定的方法的情況下，有時出現(xiàn)如果由于傳輸路徑的頻率特性的影響導致檢測到的同步部分偏移，則均衡性能受損，產(chǎn)生接收性能變差的問題。鑒于前述，希望提供一種新穎的和改進的信息處理設備、接收方法和無線通信系統(tǒng)，其是新的和改進的，并且即使在傳輸路徑的頻率特性施加影響的情況下，也能夠通過選擇多個同步位置并且對于每個同步位置執(zhí)行同步部分訓練均衡，在計算接收信號的偏差的情況下，執(zhí)行半采樣信號的自適應均衡，并且執(zhí)行二進制確定，避免接收性能惡化。根據(jù)本發(fā)明的實施例，提供一種信息處理設備，包括前同步碼檢測部分，其在接收信號中檢測包括連續(xù)波形的前同步碼部分，并且所述前同步碼檢測部分基于連續(xù)波形提取采樣時序；同步檢測部分，其基于采樣時序檢測接收信號中的多個同步部分候選，所述多個同步部分候選包括滿足指定條件的特定模式，并且所述同步檢測部分輸出指示所述同步部分的開始位置的時序信號；存儲部分，其存儲接收信號；存儲控制部分，其控制在存儲部分中存儲接收信號和從存儲部分讀取接收信號；延遲時間給予部分，其將延遲給予存儲控制部分從存儲部分讀取的接收信號，使得不輸出同步部分的開頭，直到已經(jīng)通過同步檢測部分確定同步部分的檢測；偏差計算部分，其計算已經(jīng)通過延遲時間給予部分給予延遲的接收信號、以及已經(jīng)給予等于曼徹斯特碼中的一個時鐘周期的額外延遲時間的接收信號之間的差；半采樣部分，其從已經(jīng)通過偏差計算部分對其計算偏差的同步部分的開頭起，在曼徹斯特碼中的每兩個時鐘周期采樣數(shù)據(jù)一次；自適應均衡部分，其基于時序信號使用每個半采樣的同步部分候選執(zhí)行訓練均衡；均衡性能確定部分，其對于已經(jīng)通過自適應均衡部分對其執(zhí)行訓練均衡的每個同步部分候選比較均衡誤差，并且所述均衡性能確定部分設置具有最小誤差的候選位置；以及二進制確定部分，其通過使已經(jīng)通過自適應均衡部分自適應地均衡的接收信號經(jīng)歷二進制確定，將曼徹斯特碼解碼為NRZ碼。存儲控制部分基于關(guān)于已經(jīng)通過均衡性能確定部分設置的具有最小誤差的候選位置的信息，從存儲部分讀取接收信號。
自適應均衡部分可以基于關(guān)于已經(jīng)通過均衡性能確定部分設置的具有最小誤差的候選位置的信息，執(zhí)行包含在接收信號中并且包括特定模式的數(shù)據(jù)部分的自適應均衡。同步檢測部分可以檢測相互鄰近的多個采樣位置作為同步部分候選。同步檢測部分可以檢測以偶數(shù)編號的間隔分隔的多個采樣位置作為同步部分候選。自適應均衡部分可以執(zhí)行訓練FIR濾波器的抽頭系數(shù)的訓練均衡。根據(jù)本發(fā)明的另一實施例，提供一種接收方法，包括以下步驟在接收信號中檢測包括連續(xù)波形的前同步碼部分，并且基于連續(xù)波形提取采樣時序；基于采樣時序檢測接收信號中的多個同步部分候選，所述多個同步部分候選包括特定模式，并且輸出指示同步部分的開始位置的時序信號；存儲接收信號；將延遲給予接收信號，使得不輸出同步部分的開頭，直到已經(jīng)確定同步部分的檢測；計算已經(jīng)給予延遲的接收信號、以及已經(jīng)給予等于曼徹斯特碼中的一個時鐘周期的額外延遲時間的接收信號之間的差；從已經(jīng)對其計算偏差的同步部分的開頭起，在曼徹斯特碼中的每兩個時鐘周期采樣數(shù)據(jù)一次；基于時序信號使用每個半采樣的同步部分候選執(zhí)行訓練均衡；對于已經(jīng)對其執(zhí)行訓練均衡的每個同步部分候選比較均衡誤差，并且設置具有最小誤差的候選位置；基于已經(jīng)設置的具有最小誤差的候選位置，讀取存儲的接收信號；以及使已經(jīng)讀取并且自適應均衡的接收信號經(jīng)歷二進制確定，使得曼徹斯特碼解碼為NRZ碼。根據(jù)本發(fā)明的另一實施例，提供一種無線通信系統(tǒng)，包括讀取器/寫入器；以及信息處理設備，其通過使用指定頻率的載波，與讀取器/寫入器執(zhí)行非接觸通信。讀取器/ 寫入器和信息處理設備的至少一個包括前同步碼檢測部分，其在接收信號中檢測包括連續(xù)波形的前同步碼部分，并且所述前同步碼檢測部分基于連續(xù)波形提取采樣時序；同步檢測部分，其基于采樣時序檢測接收信號中的多個同步部分候選，所述多個同步部分候選包括滿足指定條件的特定模式，并且所述同步檢測部分輸出指示同步部分的開始位置的時序信號；存儲部分，其存儲接收信號；存儲控制部分，其控制在存儲部分中存儲接收信號和從存儲部分讀取接收信號；延遲時間給予部分，其將延遲給予存儲控制部分從存儲部分讀取的接收信號，使得不輸出同步部分的開頭，直到已經(jīng)通過同步檢測部分確定同步部分的檢測；偏差計算部分，其計算已經(jīng)通過延遲時間給予部分給予延遲的接收信號、以及已經(jīng)給予等于曼徹斯特碼中的一個時鐘周期的額外延遲時間的接收信號之間的差；半采樣部分，其從已經(jīng)通過偏差計算部分對其計算偏差的同步部分的開頭起，在曼徹斯特碼中的每兩個時鐘周期采樣數(shù)據(jù)一次；自適應均衡部分，其基于時序信號使用每個半采樣的同步部分候選執(zhí)行訓練均衡；均衡性能確定部分，其對于已經(jīng)通過自適應均衡部分對其執(zhí)行訓練均衡的每個同步部分候選比較均衡誤差，并且所述均衡性能確定部分設置具有最小誤差的候選位置；以及二進制確定部分，其通過使已經(jīng)通過自適應均衡部分自適應地均衡的接收信號經(jīng)歷二進制確定，將曼徹斯特碼解碼為NRZ碼。存儲控制部分基于關(guān)于已經(jīng)通過均衡性能確定部分設置的具有最小誤差的候選位置的信息，從存儲部分讀取接收信號。如上所述，本發(fā)明提供一種新穎的和改進的信息處理設備、接收方法和無線通信系統(tǒng)，即使在傳輸路徑的頻率特性施加影響的情況下，也能夠通過選擇多個同步位置并且對于每個同步位置執(zhí)行同步部分訓練均衡，在計算接收信號的偏差的情況下，執(zhí)行半采樣信號的自適應均衡，并且執(zhí)行二進制確定，避免接收性能惡化。


圖1是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的非接觸通信系統(tǒng)1的配置的說明圖；圖2是圖1所示的非接觸通信系統(tǒng)1中的數(shù)據(jù)傳輸和接收處理的流程圖；圖3是圖1所示的非接觸通信系統(tǒng)1中的數(shù)據(jù)傳輸和接收處理的流程圖；圖4是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的配置的說明圖；圖5是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的另一配置的說明圖；圖6是示出受傳輸路徑的頻率特性影響的接收信號的波形的示例的說明圖；圖7是示出接收信號、前同步碼部分0位)和同步部分(16位)的交叉相關(guān)值的示例的說明圖；圖8是示出解碼曼徹斯特編碼數(shù)據(jù)的過程的說明圖；圖9是示出在圖7中的位置A已經(jīng)成為同步位置的情況下均衡信號的點分布的說明圖；圖10是示出在圖7中的位置B已經(jīng)成為同步位置的情況下均衡信號的點分布的說明圖；圖11是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的另一配置的說明圖；圖12是示出由RAM控制部分111讀取的同步部分的示例的說明圖；圖13是示出從均方誤差得到的第一候選和第二候選的均衡誤差值的示例的說明圖；圖14是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的操作的流程圖；圖15是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的、根據(jù)接收電路13的均衡信號的點分布的示例的說明圖；圖16是示出在讀取同步部分的次數(shù)是2的情況下、從RAM控制部分51輸出到隨后級的電路的數(shù)據(jù)序列的說明圖；圖17是示出i^elica格式的分組結(jié)構(gòu)的說明圖；以及圖18是示意性地示出HR濾波器的配置的說明圖。
具體實施例方式下文中，將參照附圖詳細描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。注意到，在本說明書和附圖中，具有基本相同功能和結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)元件用相同的參考標號表示，并且省略這些結(jié)構(gòu)元件的重復說明。注意到，將以下面所示的順序進行說明。1.本發(fā)明的實施例1-1.非接觸通信系統(tǒng)的示例配置1-2.非接觸通信系統(tǒng)中數(shù)據(jù)傳輸和接收處理
1-3.接收電路的配置1-4.接收電路的操作2.結(jié)論1.本發(fā)明的實施例1-1.非接觸通信系統(tǒng)的示例配置首先，將說明根據(jù)本發(fā)明實施例的非接觸通信系統(tǒng)的配置。圖1是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的非接觸通信系統(tǒng)1的配置的說明圖。下文中，將使用圖1說明根據(jù)本發(fā)明實施例的非接觸通信系統(tǒng)1的配置。如圖1所示，配置根據(jù)本發(fā)明實施例的非接觸通信系統(tǒng)1，使得它包括讀取器/寫入器10和非接觸IC卡30。例如，通過指定通信過程在讀取器/寫入器10和非接觸IC卡 30之間交換!^elica格式的分組。由控制部分11、傳輸電路12、接收電路13和天線諧振電路部分14配置讀取器/ 寫入器10。對于它的部分，由控制部分34、天線諧振電路部分32和負載切換調(diào)制電路部分 33配置非接觸IC卡30。在圖1所示的示例中，配置控制部分34，使得它包括傳輸電路、接收電路、邏輯電路和非易失性存儲器(如電可擦除和可編程只讀存儲器(EEPROM)等)?？刂撇糠?1控制讀取器/寫入器10的各個部分，并且執(zhí)行傳輸和接收數(shù)據(jù)的處理。例如，傳輸電路12提供有載波振蕩器(圖中未示出)，并且當它通過下行鏈路傳輸數(shù)據(jù)時，它對傳輸數(shù)據(jù)進行曼徹斯特編碼，然后例如通過調(diào)制載波的幅度傳輸數(shù)據(jù)。甚至當讀取器/寫入器10通過上行鏈路接收數(shù)據(jù)時，傳輸電路12也繼續(xù)傳輸載波。讀取器/寫入器10中的天線諧振電路部分14由并行諧振電路配置，該并行諧振電路配置包括線圈Lltl和電容器Cltl，并且操作為初級線圈。諧振頻率設置為接近由傳輸電路12生成的載波頻率。對于它的部分，非接觸IC卡30中的天線諧振電路部分32從線圈L3tl和電容器C3tl 配置，并且操作為次級線圈。天線諧振電路部分32的諧振頻率根據(jù)電容器C3tl的電容和線圈L3tl的電感設為指定值。通常，通過設置天線諧振電路部分32的諧振頻率接近載波頻率， 天線諧振電路部分32電磁耦合到讀取器/寫入器10中的天線諧振電路部分14。線圈Lltl 和線圈L3tl以耦合系數(shù)K13電磁耦合，該耦合系數(shù)的值隨著兩個線圈的位置移動接近在一起而增大。負載切換調(diào)制電路部分33并行連接到天線諧振電路部分32。負載切換調(diào)制電路部分33從包括串聯(lián)連接的電阻器Ii31和金屬氧化物半導體(MOS)的晶體管開關(guān)Q31配置，并且通過導通和截止晶體管開關(guān)A1執(zhí)行對于天線諧振電路部分32的負載調(diào)制。在通過下行鏈路的數(shù)據(jù)接收期間，天線諧振電路部分32將從讀取器/寫入器10 中的天線諧振電路部分14接收的信號提供到控制部分34。在控制部分34中，解調(diào)接收的信號，然后通過執(zhí)行曼徹斯特解碼處理恢復原始傳輸數(shù)據(jù)。注意到，為了補償通過高速通信等接收的信號中的不規(guī)則性，必須在曼徹斯特解碼之前執(zhí)行自適應均衡處理，但是稍后將詳細說明這一點。此外，在通過上行鏈路的數(shù)據(jù)傳輸期間，控制部分34曼徹斯特編碼傳輸數(shù)據(jù)。從讀取器/寫入器10連續(xù)傳輸載波，在天線諧振電路部分32的線圈L3tl中生成磁場。根據(jù)由控制部分34提供的1和0的曼徹斯特編碼位序列，負載切換調(diào)制電路部分33通過切換MOS開關(guān)Q31開和關(guān)，執(zhí)行根據(jù)傳輸數(shù)據(jù)的磁場的負載調(diào)制。因此，數(shù)據(jù)傳輸?shù)阶x取器/寫入器 10的天線諧振電路部分14。當電磁耦合的次級線圈L3tl中負載改變時，讀取器/寫入器10中電磁耦合的輸入阻抗改變，所以載波頻率的輸出電平改變。因此，接收電路13能夠通過觀測電平的改變從非接觸IC卡30讀取傳輸數(shù)據(jù)。一旦接收電路13通過執(zhí)行曼徹斯特解碼處理恢復原始傳輸數(shù)據(jù)，它就將傳輸數(shù)據(jù)傳遞到控制部分11。注意到，為了補償通過高速通信等接收的信號中的不規(guī)則性，必須在曼徹斯特解碼之前執(zhí)行自適應均衡處理，但是稍后將詳細說明這一點。已經(jīng)使用圖1說明根據(jù)本發(fā)明實施例的非接觸通信系統(tǒng)1的配置。接下來，將說明圖1所示的非接觸通信系統(tǒng)1中的數(shù)據(jù)傳輸和接收處理。1-2.非接觸通信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸和接收處理圖2和3是圖1所示的非接觸通信系統(tǒng)1中的數(shù)據(jù)傳輸和接收處理的流程圖。下文中，將使用圖2和3說明圖1所示的非接觸通信系統(tǒng)1中的數(shù)據(jù)傳輸和接收處理。注意到，圖2中流程圖示出讀取器/寫入器10執(zhí)行的處理過程，而圖3中的流程圖示出非接觸 IC卡30執(zhí)行的處理過程。讀取器/寫入器10中的傳輸電路12生成載波頻率(步驟Si)。傳輸電路12從控制電路11獲取傳輸數(shù)據(jù)，并且以曼徹斯特碼編碼數(shù)據(jù)(步驟
52)。接下來，傳輸電路12基于編碼數(shù)據(jù)執(zhí)行在步驟Sl生成的載波的幅度調(diào)制(步驟
53)。在步驟S3進行幅度調(diào)制的調(diào)制信號提供到天線諧振電路部分14 (步驟S4)。天線諧振電路部分14然后根據(jù)提供的調(diào)制信號生成磁場。通過在步驟S4生成的磁場的磁耦合使得在非接觸IC卡30中的天線諧振電路部分32中感生電動勢(步驟S21)。非接觸IC卡30提供有IC電源生成電路(圖中未示出)，并且基于在步驟S21感生的電動勢，形成將需要的電功率提供到各種部分的電源電路(步驟S22)。非接觸IC卡 30還從在步驟S21感生的電動勢提取時鐘分量(步驟S23)?？刂撇糠?4中的接收電路基于在步驟S21感生的電動勢的電壓幅度改變，執(zhí)行幅度調(diào)制信號的解調(diào)處理(步驟S24)。在步驟SM解調(diào)的信號已經(jīng)以曼徹斯特碼編碼。控制部分34中的接收電路執(zhí)行解調(diào)信號的曼徹斯特解碼(步驟S2Q。注意到，為了補償通過高速通信等接收的信號中的不規(guī)則性，必須在曼徹斯特解碼之前執(zhí)行自適應均衡處理，但是稍后將詳細說明這一點。根據(jù)預先設置的指定程序，控制部分34中的邏輯電路(圖中未示出)使得解碼數(shù)據(jù)以非易失性方式存儲在EEPR0M(圖中未示出)等中，并且進行讀取和刪除以非易失性方式存儲的數(shù)據(jù)中的至少一個。還通過邏輯電路創(chuàng)建要傳輸?shù)阶x取器/寫入器10的數(shù)據(jù)(步驟 S26)。編碼/解碼電路39以曼徹斯特碼編碼在步驟S^創(chuàng)建的用于傳輸?shù)臄?shù)據(jù)，并且將編碼數(shù)據(jù)提供到負載切換調(diào)制電路部分33 (步驟S27)。載波繼續(xù)從讀取器/寫入器10傳輸，所以在天線諧振電路部分32的線圈L3tl中生成磁場。負載切換調(diào)制電路部分33根據(jù)曼徹斯特編碼數(shù)據(jù)的位序列，通過切換MOS開關(guān)Q31開和關(guān)，執(zhí)行磁場的負載調(diào)制，使得天線諧振電路部分32的阻抗變化(步驟S28)。因此，曼徹斯特編碼數(shù)據(jù)傳輸?shù)阶x取器/寫入器10的天線諧振電路部分14(步驟S29)。未調(diào)制的載波通過讀取器/寫入器10的天線諧振電路部分14流動，并且根據(jù)在步驟S^創(chuàng)建的阻抗變化感生載波中的電壓幅度變化。通過檢測幅度變化，天線諧振電路部分14從非接觸IC卡30接收信號(步驟S5)。接收電路13基于在步驟S5感生的載波中的電壓幅度變化解調(diào)負載調(diào)制信號(步驟S6)。對解調(diào)信號進行曼徹斯特編碼，所以接收電路13也曼徹斯特解碼解調(diào)信號(步驟 S7)，以便恢復傳輸數(shù)據(jù)，然后將傳輸數(shù)據(jù)提供到控制部分11。注意到，為了補償通過高速通信等接收的信號中的不規(guī)則性，必須在曼徹斯特解碼之前執(zhí)行自適應均衡處理(如上所述)O如之前注意到的，在!^elica格式中使用曼徹斯特碼，并且相同的分組格式(參照圖17)用于下行鏈路和上行鏈路兩者。此外，如果讀取器/寫入器10和非接觸IC卡30之間的通信速率增加到作為 212kbps的倍數(shù)的424kbps、848kbps、l. 7Mbps和3. 4Mbps之一，則傳輸信號的頻帶寬與通信速率成比例地變寬，增加了傳輸路徑、傳輸電路和接收電路中的RF模擬電路的頻率特性的影響，并且增加接收波形中的不規(guī)則性。換句話說，為了實施利用磁耦合的非接觸通信中的高速通信，必須在接收側(cè)執(zhí)行自適應均衡，以便補償頻率特性的劣化。因此，在本實施例中，通過使用讀取器/寫入器10和非接觸IC卡30的至少一個的接收電路中的自適應均衡，實現(xiàn)對于接收信號中不規(guī)則性的補償。執(zhí)行自適應均衡還要求用于學習的足夠長的信號序列，但是如果傳輸該類信號序列，則存在這樣的可能性與由NFC IP-I標準規(guī)定的!^elica格式的可交換性的問題出現(xiàn)， 并且通信速率將由于開銷增加而降低。因此，在本實施例中，使用現(xiàn)有!^elica格式并且使用分組的同步部分作為學習位，執(zhí)行自適應均衡。這使得可能避免可交換性問題和開銷增加。實際上，通過在接收電路內(nèi)提供延遲緩沖器，實施使用同步部分的幀同步和使用相同同步部分的自適應均衡。此外，在本實施例中，在自適應地均衡半采樣信號并且進行二進制確定的情況下， 選擇多個同步部分，對于每個同步位置執(zhí)行同步部分的訓練(training)均衡，并且對于具有最小誤差的同步位置執(zhí)行數(shù)據(jù)部分的跟蹤(tracking)均衡。這使得可能即使在傳輸路徑的頻率特性施加影響的情況下，也避免接收性能的下降并且改進接收性能。1-3.接收電路的配置首先，將說明在自適應地均衡半采樣信號并且進行二進制確定的情況下的接收電路的配置。圖4是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的配置的說明圖。下文中，將使用圖4說明根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的配置。如圖4所示，配置接收電路13，使得它包括前同步碼檢測部分41、同步檢測部分 42、延遲緩沖器43、延遲元件44、加法器45、半采樣部分46、自適應均衡部分47和二進制確定部分48。前同步碼檢測部分41檢測作為接收信號中的連續(xù)波形的前同步碼部分。前同步碼檢測部分41還通過基于連續(xù)波形提取采樣時序來執(zhí)行時序同步。
同步檢測部分42基于接收信號和由前同步碼檢測部分41已經(jīng)提取的采樣時序， 通過檢測作為特定模式的同步部分執(zhí)行幀同步。通常，如模式匹配、交叉相關(guān)等的方法用于檢測同步部分。不管使用什么方法，都進行關(guān)于接收信號中的模式與已知的同步部分模式是否相同的確定。通常，使用幾乎整個同步部分確認相同，以便增加抗噪性。注意到，因為前同步碼部分也是已知的特定模式，所以在相同確認中還可能包括來自前同步碼部分的后半的若干樣本。同步檢測部分42然后輸出已經(jīng)確定為最相同的位置作為指示同步部分的起始位置的時序信號。延遲緩沖器43在同步檢測部分42檢測同步部分時施加延遲，使得將輸出的接收信號將變?yōu)橥讲糠值拈_頭的數(shù)據(jù)。具體地，延遲緩沖器43施加延遲，直到同步檢測部分 42確定已經(jīng)檢測到同步部分，使得將輸出同步部分的開頭。延遲元件44將接收信號延遲一個數(shù)據(jù)樣本。加法器45執(zhí)行從由延遲元件44延遲一個數(shù)據(jù)樣本的接收信號減去由延遲緩沖器43輸出的接收信號的處理。該處理等價于接收信號的偏差的確定，其特征在于強調(diào)高范圍頻率，并且操作為延遲元件44和加法器45 之間的差分濾波器。半采樣部分46每兩個數(shù)據(jù)樣本抽取出數(shù)據(jù)一次，并且輸出抽取的數(shù)據(jù)。具體地， 半采樣部分46從由同步檢測部分42檢測到同步部分時的點開始，丟棄來自接收信號的偶數(shù)編號樣本中的數(shù)據(jù)。將已經(jīng)通過半采樣部分46從其丟棄數(shù)據(jù)的接收信號發(fā)送到自適應均衡部分47。自適應均衡部分47是由HR濾波器和學習電路配置的學習型的均衡電路。基于由同步檢測部分42輸出并且指示同步部分的起始位置的時序信號，自適應均衡部分47比較接收信號與內(nèi)部存儲的同步模式。自適應均衡部分47然后調(diào)整HR濾波器的抽頭系數(shù)， 使得減小誤差。自適應均衡部分47例如可以使用歸一化最小均方(NLMS)算法作為用于調(diào)整抽頭系數(shù)的學習算法。將已經(jīng)通過自適應均衡部分47均衡的接收信號發(fā)送到二進制確定部分48。二進制確定部分48通過確定已經(jīng)通過自適應均衡部分47均衡的接收信號中的碼是正還是負，將接收信號轉(zhuǎn)換為NRZ碼。以此方式配置接收電路13，使得可能執(zhí)行自適應均衡，其可以改善更復雜的頻率特性而不增加HR濾波器的抽頭數(shù)。上面已經(jīng)使用圖4說明包含在根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中的接收電路13的配置。接下來，將說明包含在根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中的接收電路13的另一配置。圖5是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的另一配置的說明圖。下文中，將使用圖5說明根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的另一配置。在圖4所示的接收電路13中，在自適應均衡之前執(zhí)行半采樣。這將用于在自適應均衡中學習抽頭系數(shù)的同步部分的位數(shù)減半。因此，出現(xiàn)抽頭系數(shù)收斂性能劣化的情況。配置圖5中示出的接收電路13，使得它不使抽頭系數(shù)收斂性能惡化。如圖5所示，配置接收電路13，使得它包括前同步碼檢測部分41、同步檢測部分 42、延遲元件44、加法器45、半采樣部分46、自適應均衡部分47、二進制確定部分48、RAM控
12制部分51和RAM 52。與圖4所示的配置的不同點在于提供RAM控制部分51和RAM 52替代延遲緩沖器 43。RAM控制部分51將從同步檢測部分42發(fā)送的接收信號寫入到RAM 52，以指定時序讀取已經(jīng)寫入到RAM 52的接收信號，并且將信號輸出到隨后級的電路。從通過同步檢測部分42檢測到同步部分時的點開始，RAM控制部分51存儲其中存儲同步部分中的起始數(shù)據(jù)的地址。然后，當輸出來自同步部分的最后數(shù)據(jù)時，RAM控制部分51再次將讀取地址設置為其中存儲同步部分中的起始數(shù)據(jù)的地址，并且讀取同步部分。 當已經(jīng)執(zhí)行同步部分的讀取預先設置的次數(shù)時，RAM控制部分51讀取數(shù)據(jù)部分。圖16是示出在讀取同步部分的次數(shù)是2的情況下、從RAM控制部分51輸出到隨后級的電路的數(shù)據(jù)序列的說明圖。配置接收電路13，使得同步部分存儲在RAM 52中，并且讀取同步部分預先設置的次數(shù)，使得將抽頭系數(shù)學習讀取同步部分的次數(shù)，使得即使結(jié)合半采樣將抽頭數(shù)減半，也可能保持抽頭系數(shù)收斂性能。然而，即使在接收電路13以此方式提供有RAM控制部分51和RAM 52的情況下， 如果同步檢測部分42中的同步位置由于傳輸路徑等的頻率特性的影響偏移，則也將出現(xiàn)接收性能變壞的情況。下文中，將說明同步檢測部分42中的同步位置已經(jīng)偏移的情況以及在此情況下的接收性能。圖6是示出當受傳輸路徑的頻率特性影響時的接收信號的波形的示例的說明圖。 圖7是示出接收信號、前同步碼部分0位)和同步部分(16位)的交叉相關(guān)值的示例的說明圖。從圖7所示的交叉相關(guān)值可見存在交叉相關(guān)值最高的位置A和在位置A —個樣本之前的并且交叉相關(guān)值是第二高的位置B。在此情況下，位置B本質(zhì)上是正確的同步位置， 但是位置A具有更高的交叉相關(guān)值。在傳輸路徑的頻率特性平坦的情況下，可能基于交叉相關(guān)結(jié)果唯一地識別同步位置，但是如果幅度和相位受頻率特性影響，則將出現(xiàn)在偏移一個樣本的位置看到高相關(guān)值的情況，該相關(guān)值高于實際位置的相關(guān)值。如前所述，在接收電路13中，計算接收信號的偏差，并且從同步位置開始執(zhí)行半采樣。圖8是示出解碼曼徹斯特編碼數(shù)據(jù)的過程的說明圖。對殿2碼的傳輸數(shù)據(jù)“1，0，1，1，0，0，1，0，0，1，0，0，1，1，0，1”進行曼徹斯特編碼， 并且傳輸曼徹斯特碼的傳輸信號 “1，-1，-1,1,1, -1,1, -1，-1,1, -1,1,1, -1，-1,1, -1,1, 1，-1，-1,1, -1,1,1, -1,1, -1，-1,1,1, -1”。接收已經(jīng)受傳輸路徑的頻率特性影響的接收信號，并且通過A/D轉(zhuǎn)換器通過傳遞將其轉(zhuǎn)換為量化值，但是為了簡化，將說明將信號處理為兩個值“1”和“-1”而在特性上沒有任何變化的處理。也就是說，傳輸信號中的曼徹斯特編碼數(shù)據(jù)與接收信號中的曼徹斯特編碼數(shù)據(jù)相同。當從曼徹斯特編碼的接收數(shù)據(jù)減去延遲一個時鐘周期的延遲信號D時，以 "-1,2,0, -2,0,2, -2,0, -2,2, -2,0,2,0, -2,2, -2,0,2,0, -2,2, -2,0,2, -2,2,0, -2,0,2" 的形式產(chǎn)生信號(D-MAN)。接下來，從同步位置開始執(zhí)行半采樣，使得信號變?yōu)椤?，-2，2，2，-2，-2，2，-2，-2， 2，-2，-2,2,2, -2，2”。接下來，波形通過自適應均衡普通進行均衡，但是在此情況下，不考慮傳輸路徑的頻率特性的影響，所以可以在沒有均衡的情況下進行解碼。接下來，從正和負值將信號解碼為殿2碼的“1，0，1，1，0，0，1，0，0，1，0，0，1，1，0，1”?？梢娊獯a的NRZ數(shù)據(jù)與
NRZ傳輸數(shù)據(jù)相同，并且正確地接收該信號。現(xiàn)在考慮延遲一個樣本的位置變?yōu)橥轿恢玫那闆r。基本上，偏差總是存在，因為曼徹斯特編碼將NRZ數(shù)據(jù)“0”編碼為“01”，將數(shù)據(jù)“1”編碼為“10”，但是在延遲一個樣本的位置的情況下，評估隨后數(shù)據(jù)鏡像偏差。不確定隨后數(shù)據(jù)是“0”還是“1”，所以還可以存在偏差是0(既不是正也不是負)的狀態(tài)，意味著3個值是可能的。因此，如圖8所示，在同步位置偏移1個采樣的情況下，半采樣的結(jié)果是“0，0，_2，0，2，0，0，2，0，0，2，0，_2，0，0”。在后級執(zhí)行的自適應均衡是將接收信號均衡為“+1”和“_1”的2個值的方法，所以難以適當?shù)鼐饩哂型ㄟ^如上所述的同步中的偏移創(chuàng)建的3個值的信號。為了相同的原因，還難以適當?shù)鼐庖呀?jīng)對其將同步位置向前偏移一個樣本的信號。圖9是示出在圖7中的位置A已經(jīng)成為同步位置的情況下均衡信號的點分布的說明圖。圖10是示出在圖7中的位置B已經(jīng)成為同步位置的情況下均衡信號的點分布的說明圖。從圖9和10所示的點分布可見對于圖7中的位置A相關(guān)值更高，但是因為它不是正確的同步位置，所以均衡誤差更大。因此，在利用電磁耦合的非接觸通信系統(tǒng)中，將出現(xiàn)由于傳輸路徑的頻率特性的影響導致檢測到的同步位置偏移，并且在檢測到的同步位置中的偏移變?yōu)閾p害均衡性能的因素的情況。因此，在本實施例中，在接收電路中選擇多個具有高相關(guān)值的同步位置，對于每個同步位置執(zhí)行同步部分的訓練均衡，對于每個候選位置比較均衡信號點誤差，并且對于具有最小誤差的同步位置執(zhí)行數(shù)據(jù)部分的跟蹤均衡。這使得在利用電磁耦合的非接觸通信系統(tǒng)中，即使在具有最高相關(guān)值的位置不是正確的同步位置的情況下，也可能在多個同步位置候選中識別好的同步位置，并且執(zhí)行均衡。下文中，將說明根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的
另一配置。圖11是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的另一配置的說明圖。下文中，將使用圖11說明根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的另一配置。如圖11所示，配置根據(jù)本發(fā)明實施例的接收電路13，使得它包括前同步碼檢測部分101、同步檢測部分102、延遲元件104、加法器105、半采樣部分106、自適應均衡部分 107、二進制確定部分108、RAM控制部分111、RAM 112和均衡性能確定部分113。前同步碼檢測部分101檢測作為接收信號內(nèi)的連續(xù)波形的前同步碼部分。前同步碼檢測部分101還通過基于連續(xù)波形提取采樣時序來執(zhí)行時序同步。同步檢測部分102基于接收信號和由前同步碼檢測部分101已經(jīng)提取的采樣時序，通過檢測作為特定模式的同步部分執(zhí)行幀同步。通常，如模式匹配、交叉相關(guān)等的方法用于檢測同步部分。不管使用什么方法，都確定接收信號中的模式與已知的同步部分模式是否相同。通常，使用幾乎整個同步部分確認相同，以便增加抗噪性。注意到，因為前同步碼部分也是已知的特定模式，所以在相同的確認中還可能包括來自前同步碼部分的后半的若干樣本。同步檢測部分102然后輸出已經(jīng)確定為最相同的位置作為指示同步部分的起始
14位置的時序信號。同步檢測部分102然后將已經(jīng)確定為最相同的相關(guān)值的峰值位置輸出為指示同步部分的起始位置的時序信號。此外，如果第二高相關(guān)值不小于某一閾值，則同步檢測部分 102還輸出指示第二候選存在的標記信號和第二候選的位置信號。RAM控制部分111將從同步檢測部分102發(fā)送的接收信號寫入到RAM112，以指定時序讀取已經(jīng)寫入到RAM 112的接收信號，并且將信號輸出到隨后級的電路。從通過同步檢測部分102檢測到同步部分時的點開始，RAM控制部分111存儲其中存儲同步部分中的起始數(shù)據(jù)的地址。然后，當輸出來自同步部分的最后數(shù)據(jù)時，RAM控制部分111再次將讀取地址設置為存儲同步部分中的起始數(shù)據(jù)的地址，并且讀取同步部分。當同步部分的讀取已經(jīng)執(zhí)行預先設置的次數(shù)時，RAM控制部分111讀取數(shù)據(jù)部分。在已經(jīng)從同步檢測部分102輸入指示同步位置的第二候選的存在的標記信號的情況下，在基于第一候選位置讀取RAM 112中存儲的同步部分之后，RAM控制部分111改變讀取地址以匹配第二候選位置，并且再次讀取RAM112中存儲的同步部分。圖12是示出由RAM控制部分111讀取的同步部分的示例的說明圖。圖12圖示這樣的情況，其中當存在同步位置的兩個候選時，RAM控制部分111讀取第一候選的同步部分和第二候選的同步部分。延遲元件104將接收信號延遲一個數(shù)據(jù)樣本。加法器105執(zhí)行從由延遲元件104 延遲一個數(shù)據(jù)樣本的接收信號減去由RAM控制部分111輸出的接收信號的處理。該處理等價于接收信號的偏差的確定，其特征在于強調(diào)高范圍頻率，并且操作為延遲元件104和加法器105之間的差分濾波器。半采樣部分106每兩個數(shù)據(jù)樣本抽取出數(shù)據(jù)一次，并且輸出抽取的數(shù)據(jù)。具體地， 半采樣部分106從由同步檢測部分102檢測到同步部分時的點開始，丟棄來自接收信號的偶數(shù)編號樣本中的數(shù)據(jù)。將已經(jīng)通過半采樣部分106從其丟棄數(shù)據(jù)的接收信號發(fā)送到自適應均衡部分107。注意到，在存在同步位置的兩個候選的情況下，半采樣部分106從由RAM控制部分 111讀取的第一候選同步部分中第一候選位置開始的接收信號丟棄偶數(shù)編號采樣，然后丟棄從第二候選同步部分中第二候選位置開始的接收信號丟棄偶數(shù)編號采樣。自適應均衡部分107是由HR濾波器和學習電路配置的學習型的均衡電路?；谟赏綑z測部分102輸出并且指示同步部分的起始位置的時序信號，自適應均衡部分107 比較接收信號與內(nèi)部存儲的同步模式。自適應均衡部分107然后調(diào)整HR濾波器的抽頭系數(shù)，使得減小誤差。自適應均衡部分107例如可以使用NLMS算法作為用于調(diào)整抽頭系數(shù)的學習算法。在存在同步位置的第二候選的情況下，自適應均衡部分107比較第一候選的同步部分與內(nèi)部存儲的同步模式，并且執(zhí)行例如使用NLMS算法訓練HR濾波器的抽頭系數(shù)的訓練均衡。自適應均衡部分107還輸出同步部分的均衡信號到均衡性能確定部分113。已經(jīng)對于第一候選訓練的抽頭系數(shù)存儲在臨時寄存器(圖中未示出)中，此后初始化抽頭系數(shù)。 接下來，自適應均衡部分107比較第二候選的同步部分與內(nèi)部存儲的同步模式，并且再次執(zhí)行訓練HR濾波器的抽頭系數(shù)的訓練均衡。自適應均衡部分107還輸出第二候選的同步部分的均衡信號到均衡性能確定部分113。因此，在存在同步位置的多個候選的情況下，通過自適應均衡部分107執(zhí)行對于多個候選的每個訓練FIR濾波器的抽頭系數(shù)的訓練均衡， 使得接收電路13可能在同步位置的多個候選中挑出最合適的同步位置。二進制確定部分108通過確定已經(jīng)通過自適應均衡部分107均衡的接收信號中的碼是正還是負，將接收信號轉(zhuǎn)換為NRZ碼。均衡性能確定部分113搜索同步模式和均衡信號點之間的誤差。當發(fā)現(xiàn)均衡誤差時，通常使用均方誤差。在同步位置的第二候選存在的情況下，均衡性能確定部分113搜索第一候選的均衡誤差和第二候選的均衡誤差，然后在對于每個候選完成訓練時的點比較均衡誤差值。均衡性能確定部分113然后將具有較低誤差值的候選設為最合適的同步位置。圖13是示出從均方誤差得到的第一候選和第二候選的均衡誤差值的示例的說明圖。在圖13所示的示例中，在對于每個候選完成訓練時的點的比較均衡誤差值顯示第二候選的誤差值較低。因此，均衡性能確定部分113提供第二候選是最可靠的同步位置的通知給RAM控制部分111和自適應均衡部分107。當RAM控制部分111完成讀取第一候選和第二候選的同步部分時，它開始讀取數(shù)據(jù)部分，但是此時，RAM控制部分111基于它已經(jīng)從均衡性能確定部分113接收的信息確定從第一候選的同步位置開始讀取數(shù)據(jù)部分還是從第二候選的同步位置開始讀取數(shù)據(jù)部分。此外，當自適應均衡部分107完成對于第一候選和第二候選的訓練時，自適應均衡部分107開始數(shù)據(jù)部分的跟蹤均衡。此時，自適應均衡部分107基于它已經(jīng)從均衡性能確定部分113接收的信息確定基于對于第一候選訓練并且存儲在臨時寄存器(圖中未示出) 中的抽頭系數(shù)開始跟蹤均衡，或者基于對于第二候選訓練的抽頭系數(shù)開始跟蹤均衡。以此方式配置接收電路13使得即使在具有最高相關(guān)值的位置不是正確的同步位置的情況下，也可能在多個同步位置中確定最好的同步位置并且執(zhí)行均衡。注意到，在上述接收電路13中，半采樣部分106每兩個數(shù)據(jù)樣本抽取出數(shù)據(jù)一次，并且輸出抽取的數(shù)據(jù)。因此，同步檢測部分102可以將相鄰的多個采樣位置和以偶數(shù)編號間隔分隔的多個采樣位置中的一個識別為同步位置候選。上面已經(jīng)使用圖11說明了包含在根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中的接收電路13的配置。注意到，已經(jīng)說明了包含在讀取器/寫入器10中的接收電路13的配置， 但是說明還可以應用于作為相同配置的非接觸IC卡30中的接收電路。接下來，將說明圖 11所示的根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的操作。1-4.接收電路的操作圖14是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的讀取器/寫入器10中包含的接收電路13的操作的流程圖。下文中，將使用圖14說明根據(jù)本發(fā)明實施例的接收電路113的操作。首先，前同步碼檢測部分101執(zhí)行檢測前同步碼部分的處理，前同步碼部分是讀取器/寫入器10已經(jīng)接收的接收信號中的連續(xù)波形(步驟S101)。在前同步碼檢測部分101在步驟SlOl檢測讀取器/寫入器10已經(jīng)接收的接收信號中的前同步碼部分之后，同步檢測部分102基于前同步碼檢測部分101已經(jīng)提取的采樣時序檢測作為特定模式的同步部分。然而，如果多個位置具有不小于某一閾值的相關(guān)值，則同步檢測部分102選擇具有高相關(guān)值的多個位置作為同步位置(步驟SIC)》。當選擇多個同步位置時，同步檢測部分102例如可以輸出指示同步位置候選存在的標記信號和候選的位置信號。
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當同步檢測部分102在步驟S102檢測具有高相關(guān)值的多個位置作為同步位置時， 對于每個同步位置，RAM控制部分111從存儲接收信號的RAM 112讀取從同步位置開始的同步部分的長度的信號(步驟S103)。對于每一個讀取的同步部分的長度的信號，它們的數(shù)量等于已經(jīng)選擇的同步位置的數(shù)量，通過延遲元件104和加法器105確定偏差，并且半采樣部分106執(zhí)行每兩個數(shù)據(jù)樣本抽取出數(shù)據(jù)一次的處理。然后自適應均衡部分107對于半采樣部分106已經(jīng)對其執(zhí)行每兩個數(shù)據(jù)樣本抽取出數(shù)據(jù)一次的處理的信號的每一個執(zhí)行訓練均衡(步驟S104)。例如，在同步檢測部分102已經(jīng)選擇具有高相關(guān)值的兩個位置作為同步位置的情況下，自適應均衡部分107基于具有最高相關(guān)值的第一候選同步位置執(zhí)行訓練均衡，然后將FIR濾波器的抽頭系數(shù)存儲在臨時寄存器(圖示未示出)中。接下來，自適應均衡部分 107基于具有接下來最高相關(guān)值的第二候選同步位置執(zhí)行訓練均衡。在自適應均衡部分107已經(jīng)在步驟S104對于半采樣部分106已經(jīng)對其執(zhí)行每兩個數(shù)據(jù)樣本抽取出數(shù)據(jù)一次的處理的信號的每一個執(zhí)行訓練均衡之后，均衡性能確定部分113比較候選的每一個的均衡誤差，并且設置具有最小誤差的候選作為同步位置(步驟 S105)。將關(guān)于均衡性能確定部分113已經(jīng)設置的同步位置的信息發(fā)送到RAM控制部分111 和自適應均衡部分107?；诰庑阅艽_定部分113已經(jīng)發(fā)送的關(guān)于均衡性能確定部分113在步驟S105 設置的同步位置的信息，RAM控制部分111從RAM 112讀取接收信號，并且輸出數(shù)據(jù)部分作為信號(步驟S106)。對于RAM控制部分111在步驟SlOeWRAM 112讀取并且輸出的數(shù)據(jù)部分信號，通過延遲元件104和加法器105確定偏差，并且半采樣部分106執(zhí)行抽取處理。然后，基于均衡性能確定部分113已經(jīng)發(fā)送的關(guān)于均衡性能確定部分113在步驟S105設置的同步位置的信息，自適應均衡部分107對于半采樣部分106已經(jīng)對其執(zhí)行抽取處理的數(shù)據(jù)部分信號執(zhí)行訓練均衡(步驟S107)。圖15是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的、根據(jù)接收電路13的均衡信號的點分布的示例的說明圖?？梢娡ㄟ^基于對于第一候選和第二候選的訓練首先確定正確的同步位置，已經(jīng)適當?shù)鼐鈹?shù)據(jù)部分。上面已經(jīng)使用圖14說明了根據(jù)本發(fā)明實施例的接收電路13的操作。針對接收信號以此方式操作接收電路使得即使在具有最高相關(guān)值的位置不是正確的同步位置的情況下，也可能識別多個同步位置候選中的好同步位置并且執(zhí)行均衡。此外，使用訓練均衡識別多個同步位置候選中的好同步位置，使得不必重復執(zhí)行CRC檢查，使得可能縮短為了識別接收信號所要求的時間，這接著使得可能縮短非接觸通信所需的時間。2.結(jié)論根據(jù)上面已經(jīng)描述的本發(fā)明的實施例，使用現(xiàn)有!^elica格式并且使用分組的同步部分作為學習位，執(zhí)行自適應均衡。這使得可能避免可交換性問題和開銷的增加。實際上，通過在接收電路內(nèi)提供延遲緩沖器，實施使用同步部分的幀同步和使用相同同步部分的自適應均衡。此外，在上面已經(jīng)描述的本發(fā)明的實施例中，當執(zhí)行半采樣信號的自適應均衡并且進行二進制確定時，選擇多個同步位置，對于同步位置的每一個執(zhí)行同步部分的訓練均衡，并且對于具有最小誤差的同步位置執(zhí)行數(shù)據(jù)部分的跟蹤均衡。這使得即使在傳輸路徑的頻率特性施加影響的情況下，也可能避免接收性能的下降并且改進接收性能。因此，在利用電磁耦合的非接觸通信系統(tǒng)中，通過計算接收信號的偏差并且在接收側(cè)執(zhí)行半采樣，將接收信號的帶寬減半。當自適應均衡信號時，可能表達更復雜的頻率特性同時維持HR濾波器抽頭的相同數(shù)目。此外，為了應對由同步位置的偏移導致的均衡性能的損害，可能在多個同步位置中識別好的同步位置并且從識別的同步位置開始執(zhí)行均衡，所以很好地執(zhí)行均衡，并且改進接收性能。本領(lǐng)域技術(shù)人員應當理解，取決于設計需求和其他因素可以出現(xiàn)各種修改、組合、 子組合和更改，只要它們在權(quán)利要求或其等效物的范圍內(nèi)。例如，在上述實施例中，說明關(guān)注于將本發(fā)明應用于符合NFC IP-I標準的非接觸通信系統(tǒng)的實施例，但是本發(fā)明不限于該應用。同一發(fā)明還可以應用于符合各種類型的標準并且利用通過切換電負載的改變方向完成的調(diào)制執(zhí)行通信的通信系統(tǒng)。本申請包含涉及于2010年5月31日向日本專利局提交的日本優(yōu)先權(quán)專利申請JP 2010-120523中公開的主題，在此通過引用并入其全部內(nèi)容。
權(quán)利要求
1.一種信息處理設備，包括前同步碼檢測部分，其在接收信號中檢測包括連續(xù)波形的前同步碼部分，并且所述前同步碼檢測部分基于連續(xù)波形提取采樣時序；同步檢測部分，其基于采樣時序在接收信號中檢測多個同步部分候選，所述多個同步部分候選包括滿足指定條件的特定模式，并且所述同步檢測部分輸出指示所述同步部分的開始位置的時序信號；存儲部分，其存儲接收信號；存儲控制部分，其控制在存儲部分中存儲接收信號和從存儲部分讀取接收信號； 延遲時間給予部分，其將延遲給予存儲控制部分從存儲部分讀取的接收信號，使得不輸出同步部分的開頭，直到已經(jīng)通過同步檢測部分確定同步部分的檢測；偏差計算部分，其計算已經(jīng)通過延遲時間給予部分給予延遲的接收信號、以及已經(jīng)給予等于曼徹斯特碼中的一個時鐘周期的額外延遲時間的接收信號之間的差；半采樣部分，其從已經(jīng)通過偏差計算部分對其計算偏差的同步部分的開頭起，在曼徹斯特碼中的每兩個時鐘周期采樣數(shù)據(jù)一次；自適應均衡部分，其基于時序信號使用每個半采樣的同步部分候選執(zhí)行訓練均衡； 均衡性能確定部分，其對于已經(jīng)通過自適應均衡部分對其執(zhí)行訓練均衡的每個同步部分候選比較均衡誤差，并且所述均衡性能確定部分設置具有最小誤差的候選位置；以及二進制確定部分，其通過使已經(jīng)通過自適應均衡部分自適應地均衡的接收信號經(jīng)歷二進制確定，將曼徹斯特碼解碼為NRZ碼，其中，存儲控制部分基于關(guān)于已經(jīng)通過均衡性能確定部分設置的具有最小誤差的候選位置的信息，從存儲部分讀取接收信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信息處理設備，其中，自適應均衡部分基于關(guān)于已經(jīng)通過均衡性能確定部分設置的具有最小誤差的候選位置的信息，執(zhí)行包含在接收信號中并且包括特定模式的數(shù)據(jù)部分的自適應均衡。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信息處理設備，其中，同步檢測部分檢測相互鄰近的多個采樣位置作為同步部分候選。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信息處理設備，其中，同步檢測部分檢測以偶數(shù)編號的間隔分隔的多個采樣位置作為同步部分候選。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信息處理設備，其中，自適應均衡部分執(zhí)行訓練^R濾波器的抽頭系數(shù)的訓練均衡。
6.一種接收方法，包括以下步驟在接收信號中檢測包括連續(xù)波形的前同步碼部分，并且基于連續(xù)波形提取采樣時序； 基于采樣時序在接收信號中檢測多個同步部分候選，所述多個同步部分候選包括特定模式，并且輸出指示同步部分的開始位置的時序信號； 存儲接收信號；將延遲給予接收信號，使得不輸出同步部分的開頭，直到已經(jīng)確定同步部分的檢測； 計算已經(jīng)給予延遲的接收信號、以及已經(jīng)給予等于曼徹斯特碼中的一個時鐘周期的額外延遲時間的接收信號之間的差；從已經(jīng)對其計算偏差的同步部分的開頭起，在曼徹斯特碼中的每兩個時鐘周期采樣數(shù)據(jù)一次；基于時序信號使用每個半采樣的同步部分候選執(zhí)行訓練均衡； 對于已經(jīng)對其執(zhí)行訓練均衡的每個同步部分候選比較均衡誤差，并且設置具有最小誤差的候選位置；基于已經(jīng)設置的具有最小誤差的候選位置，讀取存儲的接收信號；以及使已經(jīng)讀取并且自適應地均衡的接收信號經(jīng)歷二進制確定，使得曼徹斯特碼解碼為 NRZ 碼。
7. 一種無線通信系統(tǒng)，包括 讀取器/寫入器；以及信息處理設備，其通過使用指定頻率的載波，與讀取器/寫入器執(zhí)行非接觸通信， 其中讀取器/寫入器和信息處理設備的至少一個包括前同步碼檢測部分，其在接收信號中檢測包括連續(xù)波形的前同步碼部分，并且所述前同步碼檢測部分基于連續(xù)波形提取采樣時序，同步檢測部分，其基于采樣時序檢測接收信號中的多個同步部分候選，所述多個同步部分候選包括滿足指定條件的特定模式，并且所述同步檢測部分輸出指示同步部分的開始位置的時序信號，存儲部分，其存儲接收信號，存儲控制部分，其控制在存儲部分中存儲接收信號和從存儲部分讀取接收信號， 延遲時間給予部分，其將延遲給予存儲控制部分從存儲部分讀取的接收信號，使得不輸出同步部分的開頭，直到已經(jīng)通過同步檢測部分確定同步部分的檢測，偏差計算部分，其計算已經(jīng)通過延遲時間給予部分給予延遲的接收信號、以及已經(jīng)給予等于曼徹斯特碼中的一個時鐘周期的額外延遲時間的接收信號之間的差，半采樣部分，其從已經(jīng)通過偏差計算部分對其計算偏差的同步部分的開頭起，在曼徹斯特碼中的每兩個時鐘周期采樣數(shù)據(jù)一次，自適應均衡部分，其基于時序信號使用每個半采樣的同步部分候選執(zhí)行訓練均衡， 均衡性能確定部分，其對于已經(jīng)通過自適應均衡部分對其執(zhí)行訓練均衡的每個同步部分候選比較均衡誤差，并且所述均衡性能確定部分設置具有最小誤差的候選位置，以及二進制確定部分，其通過使已經(jīng)通過自適應均衡部分自適應地均衡的接收信號經(jīng)歷二進制確定，將曼徹斯特碼解碼為NRZ碼，并且其中，存儲控制部分基于關(guān)于已經(jīng)通過均衡性能確定部分設置的具有最小誤差的候選位置的信息，從存儲部分讀取接收信號。
全文摘要
提供了一種信息處理設備，包括前同步碼檢測部分、同步檢測部分、存儲部分、存儲控制部分、延遲時間給予部分、偏差計算部分、半采樣部分、自適應均衡部分、均衡性能確定部分和二進制確定部分，該均衡性能確定部分對于已經(jīng)通過自適應均衡部分對其執(zhí)行訓練均衡的同步部分候選的每一個比較均衡誤差，并且設置具有最小誤差的候選位置，該二進制確定部分通過使已經(jīng)通過自適應均衡部分自適應地均衡的接收信號經(jīng)歷二進制確定，將曼徹斯特碼解碼為NRZ碼。存儲控制部分基于關(guān)于已經(jīng)通過均衡性能確定部分設置的具有最小誤差的候選位置的信息，從存儲部分讀取接收信號。
文檔編號G06K17/00GK102262738SQ201110143669
公開日2011年11月30日 申請日期2011年5月31日 優(yōu)先權(quán)日2010年5月31日
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